概览

LMR14050 是 TI 推出的一款 5A 降压型开关电源芯片，适合输入电压范围较宽、输出电流要求较高的 Buck 场景。它支持 4V-40V 输入，输出电压可覆盖 0.8V-28V，并提供较低静态电流、外部电阻可编程开关频率，以及较完整的保护机制。

和很多同类器件相比，LMR14050 的优势在于外围元件相对精简，工程上比较适合做通用 DC-DC 模块、电池供电系统前级、车载或工业电源降压等场景。

LMR14050SDDA 数据手册

主要特性

参数项目规格指标备注
拓扑结构非同步 Buck（异步降压）外部需接续流二极管
输入电压（VIN）4V ~ 40V适合 12V、24V 等直流供电系统
输出电压（VOUT）0.8V ~ 28V支持可调输出
最大输出电流（IOUT）5A（持续）内置逐周期电流限制
开关频率（fSW）200kHz ~ 2.5MHz可通过电阻设置，也支持外部时钟同步
静态电流（IQ）40µA（空载） / 1µA（关断）待机功耗低
封装形式HSOIC-8带 PowerPAD 散热焊盘
  • 器件型号：LMR14050SDDA
  • 输入电压：4V-40V
  • 输出电压：0.8V-28V
  • 输出电流：5A 持续输出
  • 工作频率：200kHz-2.5MHz
  • 参考价格：约 ￥11.3
  • 其他特性：
    • 1µA 关断电流
    • 90mΩ 高侧 MOS 管
    • 75ns 最短导通时间
    • 电流模式控制
    • 支持热保护、过压保护和短路保护

内部功能框图

引脚定义

  • BOOT：高侧 MOS 驱动的自举端，通常在 BOOT 和 SW 之间接一个 0.1uF 电容。
  • VIN：电源输入端，前面需要布置输入去耦电容 C_{IN}。
  • EN：使能控制引脚，内部带上拉。低于 1.2V 时关闭输出，悬空或拉高时可使能芯片；也可用于实现外部欠压锁定。
  • RT/SYNC：频率设定/外部同步输入脚。接电阻到地时用于设置开关频率；输入外部时钟时可进入同步模式。
  • FB：反馈输入脚，由输出电压分压后接入，用于闭环调节，不能直接接地。
  • SS：软启动引脚，通过外接电容设置启动斜率与软启动时间。若输入输出电容太大，将外接电容增大
  • SW：开关节点，内部连接高侧 MOS，外部接功率电感和续流回路。sw回路尽量小

工作机制与关键特性

稳压原理

LMR14050 通过控制高侧 N-MOS 的导通时间来调节输出电压。在高侧 N-MOS 导通期间，SW 节点电压接近 $V_{IN}$，电感电流以斜率 $(V_{IN}-V_{OUT})/L$ 上升；当高侧 N-MOS 关断后，电感电流通过续流二极管回路释放能量，并以 $V_{OUT}/L$ 的斜率下降。

从控制角度看，Buck 的核心变量是占空比 $D=t_{\mathrm{ON}}/T_{\mathrm{SW}}$。在理想条件下，输出电压与输入电压的关系近似满足：

$$ D \approx \frac{V_{\mathrm{OUT}}}{V_{\mathrm{IN}}} $$

也就是说，控制环路本质上是在动态调节占空比，以维持目标输出电压。

连续导通模式（CCM）下的 SW 电压与电感电流的对应关系：

睡眠模式

在轻载条件下，芯片会进入睡眠模式，以降低开关损耗和门极驱动损耗，从而提升轻载效率。根据器件特性，当输出峰值电流低于约 300mA 时，会触发这一路径。

BOOT 自举电路的设计

LMR14050 内部集成了高侧驱动所需的自举电路，只需在 BOOT 与 SW 之间接入一个自举电容，即可为高侧 MOS 管门极提供驱动电压。常见推荐值为 0.1uF，建议选用 X7R/X5R 陶瓷电容，耐压至少 16V。

输出电压调节

芯片内部基准电压为 0.75V。输出端通过电阻分压后送入 FB 引脚，与内部基准比较，从而实现闭环调节。分压电阻建议使用精度 1% 或更高、温漂 100ppm 或更低的器件。

通常先根据期望分压电流选定低侧电阻 $R_{\mathrm{FBB}}$，参考范围是 10kΩ-100kΩ，再按下式计算高侧电阻 $R_{\mathrm{FBT}}$。阻值偏大有助于降低轻载损耗，但也会让 FB 节点更容易受噪声干扰，需要在效率与抗干扰之间做平衡。

$$ R_{\mathrm{FBT}}=\frac{V_{\mathrm{OUT}}-0.75}{0.75}R_{\mathrm{FBB}} $$

EN 使能与欠压锁定调节

当 $V_{\mathrm{IN}}$ 高于 3.7V，且 EN 高于 1.2V 阈值时，LMR14050 开始工作；当 $V_{\mathrm{IN}}$ 降到 3.52V 以下，或 EN 低于 1.2V 时，芯片关闭输出。EN 引脚内部带有约 1uA 上拉电流源，因此悬空时也可以默认使能。

可通过调节 EN 的外部上下拉电阻，以调节启动和关闭的电压阈值：

$R_{\mathrm{ENT}}$ 和 $R_{\mathrm{ENB}}$ 可按以下公式估算：

$$ R_{\mathrm{ENT}}=\frac{V_{\mathrm{START}}-V_{\mathrm{STOP}}}{I_{\mathrm{HYS}}} $$

$$

R_{\mathrm{ENB}}=\frac{V_{\mathrm{EN}}}{\frac{V_{\mathrm{START}}-V_{\mathrm{EN}}}{R_{\mathrm{ENT}}}+I_{\mathrm{EN}}} $$

其中，$V_{\mathrm{START}}$ 是期望的启动阈值，$V_{\mathrm{STOP}}$ 是期望的欠压关闭阈值，$I_{\mathrm{HYS}}$ 是当 EN 电压超过 1.2V 后由内部提供的滞回电流，典型值约为 3.6uA。

外部缓启动

软启动用于抑制上电瞬间的浪涌电流和输出过冲，可通过 SS 与 GND 之间的电容 $C_{\mathrm{SS}}$ 进行设置。芯片内部有一个电流源 $I_{\mathrm{SS}}$（典型值 3uA）对该电容充电，形成由 0V 上升到 $V_{\mathrm{REF}}$ 的斜坡，进而限制启动速度。

软启动时间可按下式估算：

$$ t_{\mathrm{SS}}(\mathrm{ms})=\frac{C_{\mathrm{SS}}(\mathrm{nF}) \cdot V_{\mathrm{REF}}(\mathrm{V})}{I_{\mathrm{SS}}(\mathrm{\mu A})} $$

当稳压器失能或进入内部关断状态时，软启动过程会被重新复位。

开关频率与同步（RT/SYNC）

LMR14050 的开关频率可通过 RT/SYNC 与 GND 之间的电阻 $R_T$ 来设定。工程上这个引脚不能悬空，应根据目标频率选择合适的阻值。

$$ R_T(\mathrm{k\Omega})=32537 \cdot f_{\mathrm{SW}}^{-1.045}(\mathrm{kHz}) $$

LMR14050 也支持外部时钟同步，频率范围约为 250kHz-2.3MHz：

内部振荡器会锁定到外部时钟的下降沿。外部时钟建议满足以下条件：高电平不低于 1.7V，低电平不高于 0.5V，最小脉宽不低于 30ns。若外部时钟源内阻较低，可通过 AC 耦合电容 $C_{COUP}$（例如 10pF）和终端电阻 $R_{TERM}$（例如 50Ω）做阻抗匹配，同时保留频率设定电阻 $R_T$。

过流与短路保护

LMR14050 采用逐周期峰值电流限制来应对过流和短路场景。每个开关周期都会比较高侧开关电流与误差放大器输出（含斜率补偿后的控制量），一旦达到内部峰值限流阈值，就会限制导通行为。这个峰值限流阈值是内部固定钳位，因此在整个占空比范围内都相对稳定。

过压保护

LMR14050 集成了输出过压保护（OVP）电路，用于限制负载突降或环路异常时的输出过冲。当 FB 电压上升到 OVP 门限（约为 VREF 的 109%）时，高侧 MOS 管会被关闭；当 FB 电压回落到恢复阈值（约为 VREF 的 107%）以下后，芯片恢复正常工作。

热关断保护

芯片内部带热关断保护。当结温超过约 170℃ 时，热保护触发，高侧 MOS 停止开关；当温度回落到约 158℃ 以下后，器件才会重新启动。

参考设计

下面这份参考设计的目标参数如下：

  • 输入电压 $V_{\mathrm{IN}}$：7-36V，典型值为 12V
  • 输出电压 $V_{\mathrm{OUT}}$：5V
  • 最大输出电流 $I_{\mathrm{O_MAX}}$：5A
  • 瞬态响应（0.5-5A）：5%
  • 输出电压纹波：50mV
  • 输入电压纹波：400mV
  • 开关频率 $f_{\mathrm{SW}}$：300kHz
  • 缓启动时间：5ms

输出电压设置

如果目标输出为 5V，可选择 $R_{\mathrm{FBT}}=100,\mathrm{k\Omega}$、$R_{\mathrm{FBB}}=17.4,\mathrm{k\Omega}$（接近理论值 17.65kΩ，兼顾标准阻值与调试便利）。

如果目标输出为 12V，可选择 $R_{\mathrm{FBT}}=100,\mathrm{k\Omega}$、$R_{\mathrm{FBB}}=6.34,\mathrm{k\Omega}$（接近理论值 6.666kΩ）。

开关频率设置

这里选择 300kHz 的开关频率。按前面的公式计算，$R_T$ 约为 84.5kΩ，工程上可直接使用相近标准值 83.9kΩ。

输出电感选型

对于 Buck 电路而言，电感的三个关键参数分别是电感值、饱和电流和 RMS 电流。电感值通常由目标峰峰值纹波电流 $\Delta i_L$ 决定，而纹波电流会随着输入电压升高而变大，因此通常使用最大输入电压来计算最小电感值 $L_{\mathrm{MIN}}$。

$$ \Delta i_L=\frac{V_{\mathrm{OUT}}\left(V_{\mathrm{IN_MAX}}-V_{\mathrm{OUT}}\right)}{V_{\mathrm{IN_MAX}} \cdot L \cdot f_{\mathrm{SW}}} $$

$$ L_{\mathrm{MIN}}=\frac{V_{\mathrm{IN_MAX}}-V_{\mathrm{OUT}}}{I_{\mathrm{OUT}} \cdot K_{\mathrm{IND}}} \cdot \frac{V_{\mathrm{OUT}}}{V_{\mathrm{IN_MAX}} \cdot f_{\mathrm{SW}}} $$

其中，$K_{\mathrm{IND}}$ 表示电感纹波电流与最大输出电流的比值，常见取值范围为 20%-40%。在短路或过流等极端情况下，电感的 RMS 电流和峰值电流都会上升，因此其额定值必须高于限流门限。

从动态性能看，较小的电感值通常意味着更快的瞬态响应、更低的 DCR 和更小的体积；但如果电感过小，纹波电流会明显增大，既可能在满载时过早触发过流保护，也会增加导通损耗和输出纹波。对于峰值电流模式控制来说，纹波也不能过小，否则比较器的信噪比会变差。

在这份参考设计中，$K_{\mathrm{IND}}=0.4$，计算得到最小电感值约为 7.17uH，因此最终选择 8.2uH 更合适。额定参数上，可考虑 7A RMS、10A 饱和电流等级的 8.2uH 铁氧体电感。

输出电容选型

输出电容 $C_{\mathrm{OUT}}$ 会直接影响稳态纹波、环路稳定性以及负载跃迁时的电压过冲/下冲。输出纹波通常可以拆成两部分：一部分来自电感纹波电流在输出电容 ESR 上形成的压降，另一部分来自电容本身的充放电。

$$ \Delta V_{\mathrm{OUT_ESR}}=\Delta i_L \cdot \mathrm{ESR}=K_{\mathrm{IND}} \cdot I_{\mathrm{OUT}} \cdot \mathrm{ESR} $$

另一种是由电感电流纹波对输出电容充放电引起的：

$$ \Delta V_{\mathrm{OUT_C}}=\frac{\Delta i_L}{8 \cdot f_{\mathrm{SW}} \cdot C_{\mathrm{OUT}}}=\frac{K_{\mathrm{IND}} \cdot I_{\mathrm{OUT}}}{8 \cdot f_{\mathrm{SW}} \cdot C_{\mathrm{OUT}}} $$

这两部分纹波通常不同相，因此实际峰峰值往往小于两者的简单相加。

如果系统对负载阶跃响应要求较高，那么输出电容的选型还需要满足瞬态指标。当负载突然升高时，电感电流还来不及立刻跟上，输出电容需要先补上这部分电荷；而当负载突然下降时，电感中原本储存的能量又会推高输出电压，因此同样需要输出电容吸收这部分能量。

计算特定输出下冲所需的最小输出电容，可使用：

$$ C_{\mathrm{OUT}}>\frac{3\left(I_{\mathrm{OH}}-I_{\mathrm{OL}}\right)}{f_{\mathrm{SW}} \cdot V_{\mathrm{US}}} $$

将电压过冲限制在指定范围内时，可使用：

$$ C_{\mathrm{OUT}}>\frac{I_{\mathrm{OH}}^2-I_{\mathrm{OL}}^2}{\left(V_{\mathrm{OUT}}+V_{\mathrm{OS}}\right)^2-V_{\mathrm{OUT}}^2} \cdot L $$

其中，

  • $K_{\mathrm{IND}}$ 为电感纹波电流的纹波比（$\Delta i_L / I_{\mathrm{OUT}}$）
  • $I_{\mathrm{OL}}$ 为负载瞬态期间的低电平输出电流
  • $I_{\mathrm{OH}}$ 为负载瞬态期间的高电平输出电流
  • $V_{\mathrm{US}}$ 为目标输出电压下冲
  • $V_{\mathrm{OS}}$ 为目标输出电压过冲

在参考设计中，目标输出纹波设为 50mV。若假设 $\Delta V_{\mathrm{OUT_ESR}}=\Delta V_{\mathrm{OUT_C}}=50\mathrm{mV}$，取 $K_{\mathrm{IND}}=0.4$，要求 ESR ≤ 25mΩ，则可先估算出 $C_{\mathrm{OUT}} \ge 16.7\mathrm{\mu F}$。再结合瞬态指标，设 $V_{\mathrm{US}}=V_{\mathrm{OS}}=5%\times V_{\mathrm{OUT}}=250\mathrm{mV}$，可分别算出输出电容下限约为 180uF 和 79.2uF。因此最终应取更严格的 180uF，例如使用 4 个 47uF / 16V / X7R 陶瓷电容并联。

肖特基二极管选型

二极管的反向耐压建议至少高于最大输入电压 25%。从可靠性出发，其额定电流最好不低于稳压器最大输出电流；如果输入电压远高于输出电压，二极管的平均电流会下降，这时也可以按约 $(1-D)\times I_{\mathrm{OUT}}$ 粗略估算，但峰值电流额定值仍应高于最大负载电流。工程上通常从 6A-7A 档位开始选更稳妥。

输入电容选型

LMR14050 通常需要同时配置高频输入去耦电容和较大容量的输入缓冲电容。高频去耦部分推荐 4.7uF-10uF 的 X5R/X7R 陶瓷电容，耐压建议至少为最大输入电压的两倍。在参考设计中，使用了两个 100V / 2.2uF / X7R 陶瓷电容，并且需要尽量靠近芯片输入端放置。

大容量输入电容主要用于缓冲低频波动并抑制输入尖峰，常见取值可选 47uF 或 100uF 电解电容。

BOOT 自举电容选型

这一项与前文一致，BOOT 自举电容可直接取 0.1uF，建议使用 X7R/X5R 陶瓷电容，耐压不低于 16V。

缓启动电容选型

如果目标软启动时间为 5ms，按前面的公式计算后，可选择 22nF 作为软启动电容，较接近理论值 20nF。

Layout 参考

对于这类 Buck 电源，Layout 往往比公式计算更容易决定最终效果。下面这些布线建议基本都和环路面积、噪声耦合以及接地回流有关：

  1. 反馈网络、尤其是 $R_{FBT}$ 和 $R_{FBB}$，应尽量靠近 FB 引脚，输出采样线要远离 SW 等高噪声区域。
  2. 输入去耦电容要紧贴 VIN 与 GND 放置，优先缩小输入高 di/dt 回路。
  3. 功率电感尽量靠近 SW 引脚，减少开关节点的暴露面积。
  4. 输出电容 $C_{OUT}$ 应尽量靠近电感与二极管节点，相关走线越短越好。
  5. 二极管、$C_{IN}$ 和 $C_{OUT}$ 的接地回流要紧凑，最好采用单点方式再并入系统地，以降低传导噪声。

实际测试

在 24V 输入、5V/5A 满载输出条件下，实测输出约为 4.95V / 5.00A，纹波约 15mV，器件温度约 110℃。

从结果来看，这套方案在输出精度和纹波表现上都比较稳定，但温升已经不算低。如果后续要进一步优化可靠性，优先可以从散热铜皮、过孔导热、开关频率以及肖特基二极管损耗几个方向继续下手。

参考与致谢

原文地址：https://wiki-power.com/
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